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Chopping en ADC-Sigma Delta

Chopping es una técnica que se puede utilizar para cancelar voltajes de offset y otros errores de baja frecuencia. Esta nota de aplicación describe cómo se implementa chopping en AD7708 / AD7718, AD7709, AD7719, AD7782 / AD7783,AD7195 de alta resolución ---. ADCs y discute los beneficios resultantes eso trae.

Errores de Offset.

Los errores de voltaje de compensación pueden surgir en muchos puntos dentro de una cadena de procesamiento de señales, por ejemplo, el voltaje del termopar dependiente de la temperatura que surge cuando se unen dos metales diferentes. Dentro de un circuito integrado como un ADC, existen numerosas fuentes de errores de compensación interna, como la falta de coincidencia entre los dispositivos de entrada de un amplificador, la inyección de carga en el condensador de muestreo cuando se cierra un interruptor de muestreo o la interferencia de la radiación EMI. Estas compensaciones generalmente son indeseables y son particularmente problemáticas si cambian con la temperatura debido a que una calibración única no es suficiente para eliminar los errores de compensación en todas las temperaturas y suministros.

Chopping.

Un offset(desplazamiento) que surge dentro de los diversos amplificadores de un modulador

Simbolo de modulador

Por lo general se puede anular, ya sea mediante chopping local o la puesta a cero automática del amplificador. Sin embargo, otros errores de offset no pueden eliminarse por estos medios. La solución implementada en estos ADC es chop toda la cadena de señales analógicas dentro del ADC. Esto elimina cualquier error de offset(desplazamiento) y errores de baja frecuencia, lo que da errores de offset extremadamente bajos y deriva. El esquema se ilustra en la Figura 1

Chopping

La entrada diferencial al modulador se invierte alternativamente (o CHOPPED) en el multiplexor de entrada y se realiza una conversión de ADC para cada fase de chop. El modulador chop se invierte en el multiplexor de salida antes de pasar al filtro digital.

si el offset en el modulador es representado como Vos, luego la salida cuando chop es 0 es:

y la salida cuando es chop es 1 es :

el voltaje de error(offset)Vos, es removido promediando estos dos resultados en el filtro digital daría:

que es igual a la tensión de entrada diferencial sin ningún término de offset(compensación).

Resultado/Calibración.

El efecto es eliminar virtualmente cualquier error de offset que surja dentro del ADC y, lo que es más importante, minimizar el offset de desvio debido a la temperatura. La fuga de estos ADC se especifica como ± 5 nV / ° C típico. De hecho, es prácticamente inmedible. La totalidad de los circuitos analógicos son "chooped" de la entrada del multiplexor a la salida del modulador. Por lo tanto, no se requieren calibraciones de compensación de ADC.

La especificación de error de offset del ADC es ± 0.5 μV típica. Esto se mide con 0 V aplicados externamente a la parte que se encuentra en un zócalo de PCB y, por eso, en su mayoría incluye errores de temocuplas debidos a diferentes metales utilizados en los diversos contactos (pista de PCB, soldadura, marco de plomo, cable de unión, metalización de troqueles, etc.).El chopp elimina el offset incluso de circuitos o metales que hacen contacto con las PCB.

Entendiendo-la respuesta de paso.

Dado que el ADC necesita realizar una conversión para chop = 0 y chop = 1, la primera salida del ADC toma dos períodos de conversión (2 × tADC), por lo que hay un tiempo de establecimiento de dos períodos de conversión para la primera salida. Salidas subsiguientes ocurren cada período de conversión (tADC).

El retraso de dos conversiones se produce después de que se cambia un canal, después de que se cambia el PGA o después de un cambio de modo ADC (por ejemplo, después de salir del apagado, para que no se produzcan salidas intermedias / inválidas; la primera salida después de un canal el cambio es 100% establecido para el nuevo voltaje del canal.)

Si la entrada analógica experimenta un cambio de paso externo al ADC, por ejemplo, si la salida de un sensor cambia repentinamente o se cambia un multiplexor externo, el ADC no detecta automáticamente que se ha producido un cambio. Produce salidas que son un promedio ponderado de la nueva entrada y la entrada antigua, a menos que se instruya al ADC para que inicie una nueva conversión mediante la interrupción del convertidor cuando se cambia el multiplexor externo, luego reinicie el ADC para que produce una salida 2 × tADC posterior.

No hay nada inusual en que el ADC produzca valores intermedios después de un cambio en la señal de entrada. Este comportamiento es idéntico al de un filtro analógico. Si se aplica un cambio de paso a la entrada de un filtro de paso bajo analógico, durante un período de tiempo la salida refleja una combinación de la entrada analógica antigua y la entrada analógica nueva. Solo después de que haya transcurrido una cantidad suficiente de constantes de tiempo, la salida del filtro refleja completamente el nuevo valor de entrada.

Respuesta de paso del filtro analógico.

Estos ADC Σ-Δ contienen un filtro de paso bajo con una frecuencia y un tiempo de establecimiento de 3 dB dados, por lo que su respuesta es similar en tiempo discreto, aunque con una respuesta de impulso / paso de duración finita.

La única característica de estos ADC que puede ser inesperada es que puede haber dos salidas intermedias después de un cambio en la entrada analógica (modo de latencia cero desactivado). Esta es una consecuencia de chopping. Una salida de ADC "chopped" es el promedio de la conversión de ADC actual y la conversión anterior.

Si la entrada analógica cambió parcialmente durante un período de conversión de ADC, entonces la conversión actual de ADC refleja una combinación de la entrada analógica antigua y la entrada nueva, y el resultado promedio es un valor intermedio.

La siguiente conversión (sin promediar) refleja con precisión la nueva entrada. Sin embargo, cuando se promedia con la conversión anterior, aún no da el valor final, por lo que produce el segundo

Salida sin resolver. Solo la tercera salida está completamente asentada (ver Figura ).

Cambio asíncrono en la tensión de entrada analógica.

Respuesta de frecuencia.

Chopping también afecta la respuesta de frecuencia, pero principalmente de una manera beneficiosa. La acción del promedio por 2 coloca notches en la respuesta en múltiplos impares de Fadc / 2, siendo Fadc la velocidad de datos de salida. Estas notches pueden proporcionar un mejor rechazo de 50 Hz / 60 Hz. Por ejemplo, si la tasa de datos de salida es igual a 12.5 Hz y se selecciona el filtro sinc4, el filtro sinc coloca una notch en 50 Hz, mientras que la función de chopping coloca un notch en 56.25 Hz. El notch a 56.25 Hz proporciona rechazo a 60 Hz.

Respuesta en frecuencia(sinc4,12.5 Hz Output Date)

Ruido RMS

El promedio realizado como parte del chopping mejora el ruido rms. El ruido mejora por la raíz cuadrada de 2 que equivale a 0,5 LSBs mejora en resolución pico a pico y resolución efectiva.

Conclusión

El propósito principal de chopping es la eliminación de errores de offset(compensación). En estos ADC de Analog Devices, Inc., el chopping hace un excelente trabajo de eliminar offsets. Además, el chopping tiene otros beneficios, como la mejora del ruido rms y notches adicionales en la respuesta del filtro, que se pueden utilizar para el rechazo de 50/60 Hz.

Fuente.                                                       

VGA/PGA en ADC?

Ciertos dispositivos tales como ADCs tienen incoporados amplificadores tales como " Amplificador de ganancia variable (VGA) o un Amplificador de ganancia programable (PGA)." tiene una ganancia que se controla mediante una tensión dc o mas comunmente con una entrada digital.

Para ello es común hacer que la ganancia en dB sea proporcional a un voltaje de control lineal. Estos amplificadores se pueden configurar para algunas ganancias "décadas", como 10,100,etc; o también pueden configurarce para ganancias binarias como 1,2,4,8,etc. 

Un Vga es usualmente localizado entre el sensor y su ADC. tal como se muestra:

Figura1-Ubicación común del Amplificador VGA. 

• Un VGA con ganancia de 1 a 2 en teoría aumenta el rango dinámico de 6dB.
• Un VGA con ganancia de 1 a 4 en teoría aumenta el rango dinámico de 12dB.

Si el LSB(Bit menos significativo) de un ADC es equivalente a 10 mV de voltaje de entrada, el ADC no puede detectar señales más pequeñas, pero cuando la ganancia del VGA aumenta a dos, las señales de entrada de 5 mV puede detectarce y así la señal puede ser digitalizada por el ADC . Por lo tanto, un procesador central puede combinar la información de ganancia VGA con la salida digital del ADC para aumentar su resolución . Esencialmente, esto es lo mismo que agregar una resolución adicional al ADC. De hecho, varios ADC ahora tienen VGA en el chip para aumentar el rango dinámico (por ejemplo, la serie AD77xx).

Diseños

En la figura2 se muestra una configuración básica realizada por resistencias y un opam. como es obvio el rendimiento o parámetros del VGA va a depender del voltaje, temperatura o también de capacitancia parásitas que afectan a las resistencias.

Figura2-Diseño básico de Amplificador VGA.

Según lo anterior es mejor un circuito que sean insencibles a las resistencias de encendido, en la figura 3 el switch se coloca en serie con la entrada inversora de un amplificador operacional, como la impedancia de entrada del OPAM es muy grande. el interruptor(resistencia de encendido Ron) ahora es irrelevante y la ganancia ahora está determinada unicamente por las resistencias externas. como se aprecia en la figura3 la resistencia de encendido(Ron) no está en serie con los resistores de configuración de ganancia, se produce un sesgo que fuye a través de los switches.   

Figura3-Configuración VGA minimizando el efectode las resistencias de encendido-ON.

PGA/VGA en AD7195

Cuando la etapa de ganancia esta habilitada, la salida del buffer se le aplica a la entrada del Amplificador de Ganancia Programable PGA.

La presencia del PGA significa que se pueden obtener señales de pequeña amplitud dentro del AD7195 mientras se mantiene un excelente rendimiento de ruido. Por ejemplo, cuando la ganancia se establece en 128, el ruido rms es de 8,5 nV, por lo general, cuando la velocidad de datos de salida es de 4,7 Hz, lo que equivale a 23 bits de resolución efectiva o 20,5 bits de resolución sin ruido

El AD7195 puede programarse para tener una ganancia de 1, 8, 16, 32, 64 y 128 utilizando el Bit G2 al Bit G0 en el registro de configuración. Por lo tanto, con una referencia externa de 2.5 V, los rangos unipolares son de 0 mV a 19.53 mV a 0 V a 2.5 V y los rangos bipolares son de ± 19.53 mV a ± 2.5 V.

El rango de entrada analógica debe limitarse a ± (AVDD - 1.25 V) / ganancia porque el PGA requiere cierto margen. Por lo tanto, si AVDD = 5 V, la entrada analógica máxima que se puede aplicar al AD7195 es de 0 a 3.75 V / ganancia en modo unipolar o ± 3.75 V / ganancia en modo bipolar.

Figura4-PGA en AD7195.

PGA/VGA en AD7730

La salida del amplificador de búfer se suma con la salida del DAC de desplazamiento de 6 bits antes de que se aplique a la entrada del Amplificador de ganancia programable en el chip (PGA). El PGA puede manejar cuatro rangos de entrada unipolar diferentes y cuatro rangos bipolares. Con el bit HIREF del registro de modo en 0 y una referencia de +2.5 V (o el bit HIREF a 1 y una referencia de +5 V), los rangos unipolares son de 0 mV a +10 mV, de 0 mV a +20 mV, de 0 mV a +40 mV y de 0 mV a +80 mV, mientras que los rangos bipolares son ± 10 mV, ± 20 mV, ± 40 mV y ± 80 mV. Estos son los rangos nominales que deben aparecer en la entrada del PGA en el chip.

Figura5-PGA en AD7730.

Conclusión

Ciertos ADC (como la serie de medidas AD77xx) han incorporado VGA y otros circuitos de acondicionamiento. El diseño de circuitos con estos dispositivos es mucho más sencillo, ya que no se necesita un VGA externo y su lógica de control. Además, todos los errores del VGA están incluidos en las especificaciones del ADC, lo que simplifica los cálculos de errores. La ganancia VGA se controla a través de la interfaz serial ADC común, y la configuración de ganancia se incluye en la conversión.

Esta combinación de ADC y VGA es muy potente y permite la realización de un sistema altamente preciso, con un mínimo de diseño de circuito. Como ejemplo, la Figura4 y Figura5 que son ADCs sigma-delta de medición que está optimizado para digitalizar salidas de puente de bajo voltaje directamente (hasta 10 mV de escala completa) a una resolución de código sin ruido superior a 16 bits, sin la necesidad de circuitos de acondicionamiento de señal externos en el caso de AD7730.

fuente

ADC con entrada Buffered

El problema

• El amplificador desea ver una cierta carga de impedancia(Zl).
• El ADC desea ver una cierta impedancia de fuente(Zs). 

conección de cargas de distintas impedancias a un disposito ADC

Para poder conectarlos directamente se necesita de protectores de voltaje buffer y otras funciones. En este caso hablaremos de los buffer(ve mas información).

Impedancia de carga e impedancia del ADC.

La idea con una alta impedancia de entrada(ADC) es no sobrecargar la etapa anterior(adaptación de impedancias). 

Si hablamos de circuitos de antenas o de aplicaciones de frecuencias elevadas la idea es que la impedancia sean igual tanto de ZL como ZG(acople de impedancias).

Si hablamos de Arquitectura de ADC pipeline (El proceso de conversión Pipeline se basa en combinar las técnicas del flash, muestreo y retención, y ganancia entre etapas. (de modo de disminuir la sensibilidad al offset entre etapas). Al considerar los efectos de la impedancia de entrada, los diseñadores generalmente pueden elegir entre dos tipos de arquitectura de entrada del ADC alta velocidad: buffered and unbuffered.

buffered

• Altamente lineal pero requiere mayor energía.
• Red de entradas, facil de diseño para interfaces de buffer de alta impedancia ya que proporciona una resistencia de terminación de entrada fija.
• Proporciona aislamiento  entre la muestra y la red de entradas,lo que reduce los transitorios de inyección de carga.
• El ruido y la linealidad del ADC también se ven afectados, por lo que el diseño general del ADC se ve significativamente afectado en términos de potencia.
• El búfer generalmente requiere una mayor tensión de alimentación, por lo que también impone problemas adicionales de diseño de la fuente de alimentación.

Chips ADC-ventajas de este tipo de entrada "buffered"

• Aislamiento de impedancia no lineal.
• Con una impedancia de entrada constante, el ADC es mas fácil para conducir.
• La ganancia de la señal es mas concistente, permitiendo aplicaciones de banda ancha, como linealización de amplificadores de potencia.
• Se reduce la variación de rendimiento spectral a travez de la frecuencia.
• Algunos chip ADC tienen Buffer de entrada seleccionables para aumentar la impedancia de entrada(por ejemplo el ADS1257), ayudando a reducir la necesidad de buffers externos.

Los Circuitos integrados que tienen la entrada tipo "Buffered" tinen las siguientes ventajas:

• Facilidad de diseño del circuito.
• Proporciona mas impedancia de entrada constante.
• La entrada es más robusta contra emisiones de radiofrecuencia.
• Proporciona ganancia plana a través de la frecuencia.
• Reduce el ruido en lo condensadores de retención.
• Ahorra espacio, costo, inventario al eliminar la necesidad de un buffer externo.

Buffered

Unbuffered

• Impedancia de entrada esta configurado con diseño "Switched-Capacitor".
• Baja potencia.
• Impedancia de entrada es variable cone el tiempo(muestreo, seguimiento y retención de clock).

Unbuffered

Configuración "Switched -Capacitor Resistors"

La corriente de carga de un capacitor se aproxima asintóticamente a cero cuando el capacitor se carga hasta la fuente de voltaje conectada. Esto significa que la impedancia de entrada no es constante durante la carga,

Aplicación de Buffered

• Una de las aplicaciones simples, pero muy útiles, de las entradas analógicas con búfer es la capacidad de aceptar señales analógicas de pares de cables trenzados de longitud arbitraria. Se recomienda que el par trenzado se termine correctamente en el fuente de conducción para minimizar posibles reflexiones de cables. La impedancia característica del par trenzado suele estar en el rango bajo de 100Ω. Por ejemplo, el cable CAT7 tiene 4 pares trenzados blindados individualmente con impedancia diferencial de 100Ω.
• Como se mencionó antes esto buffers son utilies para poder tener una alta impedancia en la entrada del circuito integrado por ejemplo el LTC2358

Ocho canales diferenciales con dieciséis entradas "BUFFERED" de Picoamp son fáciles de manejar directamente.

Ofrecen un grado muy alto de aislamiento transitorio del proceso de muestreo en el ADC. Esto significa que la mayoría de los sensores, amplificadores de acondicionamiento de señal y redes de filtro con menos de 10kΩ de impedancia puede impulsar la capacitancia de entrada analógica pasiva de 3pF directamente. 

La figura siguiente muestra el circuito equivalente para cada canal de entrada analógica diferencial.

La impedancia de entrada muy alta de los búferes de ganancia de unidad interna, típicamente> 1000GΩ, reduce en gran medida los requisitos de la unidad del amplificador externo y permite incluir filtros RC opcionales con impedancia de k y las constantes de tiempo arbitrariamente lentas para anti-aliasing u otros propósitos. Los amplificadores operacionales de micropotencia con capacidad de activación limitada también son adecuados para controlar las entradas analógicas de alta impedancia.

Circuito equivalente para entradas analógicas diferenciales, se muestra un solo canal.

Conclusión

Es necesario el uso de buffer sea interno o externos a un adc, si no utilizas un buffer, entonces las mediciones del ADC, pueden resultar erróneas .

Fuente

Configuración ratiométrica??

Configuración Ratiométrica

En la  Figura 1 muestra una configuración ratiométrica en una aplicación de transductor de puente. La misma fuente de referencia se utiliza tanto para la excitación del transductor como para el convertidor A / D. Un cambio porcentual dado en la excitación es contrarrestado por el mismo cambio porcentual en el proceso de conversión (o viceversa). El código de salida ADC, DOUT , es una representación digital de la relación de la entrada del convertidor, AIN, a su referencia, VREF. Dado que la entrada al convertidor y su referencia se derivan de la misma fuente de excitación, los cambios en la excitación no introducen errores de medición. Por lo tanto, en configuraciones de radiometría, si la variable que mide el transductor no cambia, el código de salida digital del ADC es inmune a las variaciones en la excitación del puente.

Por esta razón, una referencia estable y precisa no es necesaria para lograr mediciones precisas. Una configuración radiométrica es muy poderosa; permite la medición y el control, utilizando la fuente analógica del sistema, para obtener una precisión independiente de la estabilidad de las referencias de voltaje o las fuentes de excitación. Debido a que el rechazo de la fuente de alimentación de la mayoría de los ADC es bastante alto, las variaciones en el voltaje de la fuente de alimentación no afectan negativamente a la medición.

Figura1:Configuración ratiométrica en una aplicación de puente wheatstone.

Configuración No Ratiométrica

La Figura 2 demuestra la desventaja de la operación no ratiométrica de Corriente Continua. Muestra una configuración típica no ratiométrica en una aplicación de transductor de puente Wheatstone. Como en la aplicación anterior, el ADC produce un código digital, DOUT, la relación de AIN a VREF. En este ejemplo, el código de salida es sensible a los cambios relativos entre la excitación del puente y el voltaje de referencia. Cualquier cambio en los resultados del voltaje de excitación es un cambio en el voltaje de entrada analógica visto por el ADC. Como la referencia es independiente de la excitación, el código de salida digital reflejará la excitación cambiada. Los circuitos no radiométricos son principalmente adecuados para aplicaciones que requieren mediciones contra una referencia absoluta, o cuando un solo convertidor sirve a una variedad de entradas analógicas no relacionadas. Dado que los cambios en la referencia, la excitación, etc., no se eliminarán sino que se reflejarán en la medición, se requieren referencias altamente precisas, precisas y estables y fuentes de excitación para la mayoría de las aplicaciones.

Figura2:Configuración No ratiométrica en una aplicación de puente wheatstone

En el diseño de sistemas de adquisición de datos de alta resolución, los diseñadores siempre deben tener en cuenta la rentabilidad de la operación ratiométrica siempre que sea posible su uso.
Fuente

Técnicas de excitación

Los transductores activos se pueden excitar usando una corriente o voltaje controlados. La elección entre el voltaje y la excitación de corriente es generalmente a discreción del diseñador. En los sistemas de adquisición de datos, no es raro ver la excitación de voltaje constante utilizada para los sensores de tensión y presión, mientras que la excitación de corriente constante se usa para excitar sensores resistivos como RTD o termistores. En entornos industriales ruidosos, la excitación de corriente es generalmente preferible debido a su mejor inmunidad al ruido.

Las fuentes de excitación de CA o CC se pueden usar en aplicaciones de transductores; Cada uno ofrece ventajas y desventajas

Técnicas de excitación AC

• La desventaja de esta técnica es que son mas caras de implementar.
• La ventaja es que presenta una mejor rendimiento.
• se usa ventajosamente en circuitos de acondicionamiento de señal de transductor para eliminar errores de compensación, promediar ruido de 1 / f y eliminar efectos debidos a termopares parásitos. Con una sensibilidad reducida a 1 / f-ruido, se puede producir una señal de salida perceptible con corrientes de excitación o voltaje mucho más bajos. La disminución de la excitación significa que los efectos de autocalentamiento del flujo de corriente en los sensores resistivos pueden reducirse considerablemente. Dado que está involucrado un ancho de banda relativamente estrecho.
• Es probable que la excitación de CA ofrezca una mayor inmunidad a la interferencia de RF que la excitación de CC.
• La excitación de CA elimina así los efectos del ruido de 1 / f y los efectos de termopar parásitos inducidos por CC en una cadena de señal. Esto permite que la excitación se reduzca considerablemente, lo que a su vez reduce los errores introducidos por el autocalentamiento en sensores basados ​​en resistencia. Estos beneficios generalmente superan las desventajas de un costo de implementación algo mayor y el cuidado que se debe tomar para asegurar una solución adecuada antes de que se realice una medición.

Técnicas de excitación DC

• Las ventajas asociadas con la excitación dc incluyen la simplicidad de implementación y el bajo costo.
• La desventaja de la excitación de CC incluye la dificultad de separar la señal real de los errores de CC no deseados debido a las compensaciones y los efectos de termopar inducidos por parásitos.
• Las compensaciones de DC no son fijas; varían de forma impredecible debido a la variación de la temperatura y a las fuentes de ruido térmicas y de 1 / f.

Hay dos factores principales en la selección de una fuente de excitación que mejorará el rendimiento general del sistema. Primero, resolución: la magnitud de la excitación debe ser suficiente para que el cambio mínimo en la variable que se está midiendo produzca una salida del transductor que sea lo suficientemente grande como para superar el ruido y la desviación en el sistema. Segundo, nivel de potencia: si el sensor es resistente, el diseñador debe asegurarse de que los efectos de autocalentamiento de la corriente de excitación que fluyen a través del transductor no afecten adversamente los resultados medidos.

Excitación por Corriente Continua.

La Figura 1 muestra algunas de las fuentes de error del sistema asociadas con la excitación y medición de CC en una aplicación de sensor de puente. En este circuito de puente, no es posible distinguir qué parte de la salida de CC (y de baja frecuencia) del amplificador es realmente del puente y cuánto se debe a las señales de error. Los errores introducidos por el ruido 1 / f, los termopares parásitos y las compensaciones del amplificador no pueden tratarse a menos que se use algún método para diferenciar la señal real de estas fuentes de error. La excitación de CA es una buena solución a este problema.

Figura1-Excitación por Corriente Continua.

Las señales de un transductor puente, que dependen de la excitación, suelen ser pequeñas. Si la excitación es de 5 V y la sensibilidad del puente es de 3 mV / V, la señal de salida máxima es de 15 mV. Las fuentes de degradación de la información proporcionada por estas señales de bajo nivel incluyen ruido (tanto térmico como 1 / f), voltaje de termopares parásitos y errores de compensación del amplificador. Por ejemplo, los termopares parásitos existen en el cableado normal del circuito. Las uniones entre la soldadura de estaño-plomo y las trazas de cobre de la tarjeta de PC pueden introducir efectos de termopar de 3 a 4 µV / ° C, si existen gradientes térmicos en todo el circuito. También existirán uniones de termopares entre las trazas de cobre de la placa de circuito y los pines kovar del amplificador, lo que crea errores de voltaje tan grandes como 35 µV / ° C. En un sistema de adquisición de datos de alta resolución, estos errores de termopar.

Excitación por Corriente Alterna.

La excitación de CA es un enfoque poderoso para separar estos errores de la señal. Al utilizar una onda cuadrada para la excitación de CA, con la polaridad de la señal de excitación invertida entre las mediciones, los errores de CC inducidos se pueden cancelar de manera efectiva. Este esquema de corte también tiene el efecto de eliminar el ruido 1 / f, que es dominante en las frecuencias bajas (dc a unos pocos Hz) en estas aplicaciones.

Figura 2-Confguración típica del Puente Wheatstone usando excitación AC

La Figura 2 muestra cómo se puede configurar un puente para la excitación por corriente alterna. La polaridad de la tensión de excitación al puente se invierte en ciclos alternos, utilizando los transistores Q1 a Q4 para realizar la conmutación. Todos los errores de CC y de baja frecuencia inducidos se han agrupado como EOS. Durante la fase 1, Q1 y Q4 son en tiempo Q2 y Q3 están fuera ; La salida, VOUT, está dada por (V A + EOS ). Durante la fase 2, Q2 y Q3 están encendidos, mientras que Q1 y Q4 están apagados, con la salida, V OUT , representada por (-V A + EOS ). La salida real es la suma de las dos fases, dando V OUT = 2 × V A. Las señales de control para la excitación de CA deben ser señales de reloj no superpuestas. Este esquema elimina los errores asociados con la excitación de CC a expensas de un diseño más complejo.

Circuitos Integrados que tienen este tipo de excitación.

Son varios los integrados, en este bloggs mencionaré estos dos: AD7730 y el  AD7195 que son integrados que tienen en su interior un bloque "AC EXCITATIÓN CLOCK".

Figura3-Aplicación de puente Wheatstone  excitado por CA utilizando el convertidor sigma-delta AD7730.

Figura4-Aplicación de puente Wheatstone  excitado por CA utilizando el convertidor sigma-delta AD7195.

La Figura 8 muestra una aplicación de transductor de puente que utiliza el ADC de transductor de puente AD7730 , que incluye en el chip todos los circuitos necesarios para implementar la excitación de CA y producir el resultado de salida calculado luego de la conmutación de la excitación.

El AD7730 sigma-delta ADC es un extremo delantero analógico completo para aplicaciones de pesaje y medición de presión. Funcionando desde una sola fuente de + 5-V.

los transistores Q1 a Q4 realizan la conmutación de la tensión de excitación. Estos transistores pueden ser transistores bipolares o MOS combinados discretos.

Dado que la tensión de entrada analógica y la tensión de referencia se invierten en ciclos alternos, el AD7730 debe sincronizarse con estas inversiones de la tensión de excitación. Para la conmutación síncrona, proporciona las señales de control lógicas para conmutar la tensión de excitación. Estas señales son las salidas CMOS no superpuestas, ACX y ACX . Uno de los problemas encontrados con la excitación de ca es el tiempo de establecimiento de las señales de entrada analógicas después de la conmutación, especialmente en aplicaciones donde hay cables largos desde el puente hasta el AD7730.